1.
太阳能的优点有目共睹，在人类可见的未来它是用不完的，这也是太阳能最根本的优势；其次，正如前面所说，和其它很多新兴能源一样，太阳能是“干净而纯洁”的一种资源；太阳能还有很重要的一个优势就是分布广泛，从非洲到美洲、从山区到平原、从乡村到城市，太阳光是无处不在的，太阳能自然而然也是处处可被利用，图1.1为光伏发电示意图。
但是我们知道，光伏发电所得到的电力能源需要合理的传输途径到达电力系统才可以得到利用，光伏发电系统有些是独立运行的，不需要和电网建立关联通路，而有些是需要将所得电能供到电网的然后再分配利用。最早出现的是独立分布式光伏系统，这种光伏系统主要特征是独立运行，不和常规的电力系统建立联系，利用光伏阵列产生的电能存储在蓄电池中，或者直接提供给负载，一般是建在距离电网较远的偏远地区或者是作为户外便携式电源。这种特征局限了独立式光伏系统的应用，尤其不能在整个社会的生产生活中带来系统的、大规模的效益，并且蓄电池等会带来较为严重的污染。目前世界上很多国家，包括中国，都在大力加强并网式光伏系统的建设，并网发电系统将所发电能直接输入电网而省去了储存环节，光伏发电系统包括了太阳能电池阵列和阵列与电网的并网系统，由于太阳能阵列产生的是直流电，但是负载一般需要的是交流电，同时，太阳能阵列产生的直流电电压值有限，一般不能直接满足与之并网的电力系统的需求，所以这两者之间就必须有一个系统对电能进行适当的变换。光伏逆变器是太阳能阵列与电力系统之间并网的并网系统的主要结构，需要尽可能满足高效、高频、低功率密度以及高可靠性，就目前而言，很多种拓扑可以实现此目的，从基本结构上来分类，这些电路拓扑可以分为一级式、两级式和多级式，图1.2为两级式基本结构。
一级式拓扑为一级并网逆变器，在一级式拓扑中，最大功率点跟踪、输出电流正弦控制以及电网电压的同步等都是又一级DC-AC电路拓扑来完成，这种电路拓扑的控制方法繁琐；多级包括两级逆变器、整流器和高频变压器等，电路拓扑结构复杂，两级式电路拓扑结构为DC-DC和逆变器的级联组合，DC-DC主要完成升压功能，实现和后级的电压匹配的目的；还有一个功能是完成最大功率点跟踪的作用，目的是实现电池板最大功率输出运行的功能。后级的逆变器主要完成将直流电压并入交流电网的并网功能。这种电路拓扑具有很大的灵活性和优势，综合考量来看具备最大的应用优势。在两级式电路拓扑结构中，前一级的DC-DC是重要的一个环节，对于整个并网系统的功能、效率和体积有着重要的作用。在该系统中DC-DC这部分电路可以抬升阵列所得直流电压，将电压值变换到并网所需的电压值大小。在这个过程中，应当是输出的电压值在增大到预期值的前提下保持稳定，同时转换过程中，需要尽可能高的转换效率，以减小能源传输损耗。
在大功率DC-DC的设计制作中，选择和改进合适的主电路拓扑结构、寻求合适的功率器件与储能元件、设计简单可靠的控制电路以及驱动电路以提高变换器效率、减小其体积以及提升工作可靠性是难点所在。
2.SiC材料及其功率器件的应用
目前基于Si材料的功率MOSFET其性能存在很多局限性，具体表现在其耐压值较低、导通电阻较大以及工作频率上限值有限等方面，这就说明基于Si材料的功率MOSFET在高频、大功率变换器中的应用存在很大缺点，如果能够突破材料主要特性限制，就能更好的发挥MOSFET的优势。
SiC是一种适合做功率器件的材料，SiC是宽禁带半导体材料，其具有很多优点，主要表现在以下方面。由于禁带宽，SiC材料具有低的电离率，这导致弱的碰撞电离和高的击穿电压，高的饱和速度和电子迁移率使得SiC具备高频应用潜力，低导通电阻导致了更小的热损耗，同时高的热导率使得基于SiC材料的功率MOSFET具有良好的散热性。正因为如此，相比于前三代功率器件，SiC功率器件在高频、大功率电子电力领域具备很强的竞争力和广阔的应用前景，在增大功率密度、节电节能等方面优势极其大。
鉴于SiC材料和器件在高温、高频以及大功率应用方面的优势，尝试用其取代该领域中的Si基器件，将弥补Si器件的缺点，给电力电子领域带来革命性的进展。正是因为这些原因，本文将对SiC MOSFET在大功率DC-DC中的应用展开研究。
3.功率MOSFET及其动态特性分析
功率MOSFET是一种全控型功率器件，其开通和关断都是可以控制的，同时，功率MOSFET又是一种电压控制型器件。功率MOSFET有栅极G、漏极D和源极S三个端子，G为控制端，功率MOSFET按照导电沟道类型可以分为P沟道和N沟道，按照导通与G端电压的关系可以分为耗尽型和增强型；本文主要讨论N沟道耗尽型功率MOSFET，图2.1a)为结构图，b）为电气符号图。此类型MOSFET在G极加正电压时导通。
功率MOSFET是一种电压驱动型器件，但是，由前面分析可知，功率MOSFET是具有较大的极间电容的，驱动功率MOSFET的过程也就是给输入电容Ciss充电的过程，功率MOSFET能否顺利通断取决于前级电路能否在开启时提供足够大的驱动电流，以及在关断时能否使得电容上的电荷迅速泄放。
功率MOSFET在应用中需要合适的驱动电路，根据前文分析可知其驱动电路需要主要满足以下4点要求。
（1）驱动电路所提供的驱动电压应该大于功率MOSFET的阈值电压，小于功率MOSFET所能承受的最大栅极耐压。
（2）驱动电路需要提供足够的驱动峰值电流，以使得作为开关器件的SiC功率MOSFET能够以合适的开关速度开通和关断。
（3）控制电路是小信号，功率主电路是大信号，为了减小功率主电路对控制电路产生影响，作为二者连接桥梁的驱动电路应该将二者进行电气隔离。
（4）为了使得功率主电路中的开关器件能够可靠关断，驱动电路最好能在关断时候提供一定值的负电压。
SiC功率MOSFET相比Si MOSFET的优势
本节将SiC功率MOSFET和Si功率MOSFET进行比较，主要性能和应用方面的优势如下。
首先，SiC功率MOSFET耐高压能力显著高于Si功率MOSFET。SiC材料是一种宽禁带半导体材料，禁带宽度接近Si材料的三倍，因此基于SiC材料的功率器件的耐压值明显高于基于Si材料的功率器件。
其次，SiC功率MOSFET具有更快的开关速度。由前文分析可得，在具有相同的栅极电阻时，MOSFET的开关速度取决于输入等效电容，该电容值较小，则意味着开关速度较快。SiC功率MOSFET具有更小的等效输入电容，因而具备更快的开关速度，SiC材料在1000V工作的情况下，和工作在100V左右的Si基MOSFET具备相似的开关特性。
第三，SiC功率MOSFET工作在导通状态时电阻较小，一般只有几十毫欧姆，而Si基MOSFET的这个指标约为10倍以上。因此SiC功率MOSFET在电路工作中造成的热损耗更小。
最后，SiC功率MOSFET的散热性能更好。SiC材料的热导率约为Si材料的2倍，SiC器件可以在600℃的温度下工作，而Si器件耐高温能力不到200℃，这决定了SiC功率MOSFET在高温条件下工作的更大潜能，并且同样的情况下，只需要更小的散热装置，有利于设备的小型化。
SCH2080KE和SCS220KE性能介绍
本文选取Rohm公司的SiC MOSFET SCH2080KE和SiC肖特基二极管SCS220KE作为主电路中的功率器件，下面介绍两个器件的性能。
SCH2080KE是一种内部封装SiC-SBD的N沟道SiC功率MOSFET，具有导通电阻低，开关速度快以及易于驱动、易于并联的特点，表2.1为SCH2080KE主要参数。
SCH2080KE耐压1200V，符合本文设计变换器中功率器件耐压400V，裕量足够。最大漏源电流为40A，本文设计电路功率器件最大同流50A，由于在设计中并联使用，故而裕量足够。
SCS220KE耐压1200V，通流能力为20A，具有更短的反向恢复时间以及快的开关速度，符合本文设计要求。
4. Boost电路技术分析
DC-DC拓扑家族中，Boost电路是一种结构简单可靠、性能优良的常用升压电路，能够将一种直流电压变换为另一种电压更大的直流电压，在光伏逆变系统中得到了广泛的应用。
目前主要控制思想如下：
（1）PWM调制方法。PWM调制，即脉冲宽度调制方法，基本思想是控制开关器件的控制信号的频率保持恒定，通过改变脉冲宽度来实现占空比调制，因为频率保持恒定，所以以这种方法来进行控制电路设计时，功率主电路的滤波电路容易设计。
（2）PFM调制方法。PFM调制方法的基本思想是使得功率器件开通或者关断的时间保持恒定，转而调节脉冲的频率，这属于变频调制，控制电路设计较为复杂，并最功率主电路的滤波电路等参数设计要求较高。
（3）混合调制方法。顾名思义，混合调制方法是结合了PWM调制方法和PFM调制方法的一种调制思想，其脉冲宽度和频率都会发生改变。
在实际电路设计中，PWM方法因为控制电路设计简单可靠，是一种较为常用的方法，PWM调制方法根据具体的实现手段，主要又可以分为电压型PWM控制模式和电流型PWM控制模式，其中，电流型PWM控制方法有峰值电流控制模式和平均电流控制模式。电压型PWM控制模式的基本原理是将采样得到输出电压通过误差放大器，然后和恒定频率的锯齿波信号通过比较器相比较，产生恒频的PWM波，PWM波的占空比随着采样电压的变化而变化。峰值电流模式和电压模式相比，多了一个电流控制环路，实质是用功率主电路中的电感电流外加斜坡补偿信号代替电压模式中的固定锯齿波信号。平均电流控制模式和峰值电流控制模式相比较，乃是采用功率主电路中的电感平均电流来作为锯齿波信号，省去了斜坡补偿信号的产生电路。本文中采用的是电压型PWM控制模式。
Boost电路分析
计电路的基础，Boost电路。Boost电路是一种升压调整器，电路中没有隔离装置，其工作电路如图3.1所示：
电路中电感L作为储能元件，电容C主要作用是储能和滤波，二极管D的主要作用是在电感储能的时候隔离输入和输出端，在电感释放能量的时候提供输入端到输出端的通路，功率MO
SFET作为开关器件，控制电路的工作状态。
1.1.1 Boost电路工作原理分析
假设电路中电感、电容、二极管以及开关MOSFET均为理想器件，则Boost基本工作过程为，当开关开通时，会有逐渐增大的电流流过电感，输入的电能转换为电感所存储的磁能，此时，二极管处于关断的状态，电容C开始放电，且由于二极管的存在，电流全部流向输出端，维持输出电压保持不变，当电容C足够大时，可以认为输出电压保持恒定；当开关关断时，输出端的二极管自然导通，电流经过二极管流向输出端，在这种情况下，电容存储了来自电感的电流，经过多个周期之后其电压逐渐抬升，所以完成升压功能。综上所述，升压电路完成能够完成升压功能，原因主要包括以下两个方面，一是电感L在开关管开通的时候在存储电能，二是电路中足够大的电容可以使输出基本上维持在一定的电压值。
1.1.2 Boost电路基本关系式
由以上分析可以知道，在开关器件开通和关断过程中，电路中的储能电感上的电流分别有周期性上升和下降的过程，当电感电流在一个周期开始时刻从零开始，则该电路处于不连续工作状态，当周期起始时刻电感电流非零，则称该电路处于连续工作状态，本文主要讨论连续工作模式下的Boost电路，图3.2为连续模式下的工作波形示意图。下面结合工作波形图对电路工作过程做详细介绍。
首先分析基本Boost电路的电压增益。Boost电路中，输出电压大小和功率器件断开以及闭合的时间关系有关，假设开关工作周期为 ，开通时间占空比为 ，则得一个周期内开关开通的时间为 ，断开的时间则为 ，其中， 为关断时间占空比， + =1。
即Boost电路在理想情况下，输出电压和输入电压之比和功率器件关断时间成反比。
当功率主电路中电感值比较小，或者外接负载比较大，又或者电路工作周期 比较大的时候，Boost变换器即工作在电感电流不连续的模式下。
在设计大功率变换器时，需要将变换器设计成电感电流连续模式，因此，需要分析计算下电感电流连续模式和不连续模式的边界条件。
根据连续模式和不连续模式的定义以及二者的工作波形，可以用电感电流增量 和其平均电流 的大小关系进行判别，关系为：
本文旨在设计和验证一种可以应用在光伏并网系统的DC-DC，因而电能变换效率是关键；控制电路正常工作，DC-DC才能按照预定实现电压变换，本文选定一种基本的控制模式并对控制电路做了具体的设计。
1.1.1 主电路方案选择
光伏系统中一块光伏阵列电压电压约为40V，电网为220V/50Hz的交流电，故而为了完成并网，需要先通过升压DC-DC，将光伏阵列的直流电压抬升到400V左右。
可以实现升压功能的拓扑结构较多，在多种结构的调整器中，只有全桥变换器能够比较稳妥的满足几千瓦及以上的功率变换任务，但是全桥变换器有一些固有的缺点，首先其功率主电路拓扑复杂，并且存在直通问题，导致成本高并且可靠性低；全桥电路从控制方面来说，至少需要四路相互独立的驱动电路来对功率器件进行驱动，驱动电路设计复杂，实现起来较为困难。
Boost调整器线路结构简单，转换效率较高，控制驱动实现较为简单。Boost电路相比于隔离DC-DC，其一大缺点是难以完成大升压比的任务，因为电路中实际的元件，如电感、电容，和理想元件不同，实际中存在着寄生电阻的影响，导致当占空比增大到一定程度后继续增大，则输出电压反而会减小，在电路设计中，一般使得Boost调整器工作占空比小于0.9，这一定程度上制约了Boost电路的应用，但是依然可以满足本文升压要求。
由于变换器转换效率是本文的重点目标，所以，最终选择基于基本Boost拓扑结构的软开关拓扑ZVT-PWM Boost电路。
主电路中，MOSFET和二极管是关键元件，Si基器件存在固有材料特性限制，本文均采用SiC器件进行设计。
1.1.2 控制电路方案选择
如前文所述，控制电路基本方案有电压模式和电流模式，两种方案各有优缺点。电压模式的一大优点是控制方案实现简单，线路不复杂，这就有助于控制可靠性的提高。电压模式由于是采样输出电压进行反馈控制，从采样完成，到根据采样电压的大小产生新的占空比的PWM信号，再到对输出电压大小进行调节，需要好几个周期的时间，因此控制过程较为缓慢。电流模式虽然控制环路反应速率较快，但是由于涉及到功率主电路中电感电流信号的采样，因而实际设计和制作中较为复杂且成本高，同时，对于常用的峰值电流模式，还需要增加斜坡补偿模块，加大了设计难度。对于本文所设计的电路来说，控制速率不是主要目标，因此采用电压模式。
下面简绍一下控制芯片SG3525。
SG3525是一种电压模式PWM控制芯片，具有两路互补输出信号，工作频率可根据外接电容、电阻值进行调节，范围为100Hz~400KHz，SG3525共有16引脚，图3.8（a）为芯片引脚图
引脚1和引脚2分别为SG3525内置误差放大器的反向输入端和同向输入端；引脚3为同步端口，主要用于多块SG3525之间或者SG3525与外部电路之间实现频率的同步；引脚4为振荡输出端口；引脚5接振荡电容Ct，引脚6接振荡电阻Rt，引脚7接放电电阻Rd，引脚8为软启动控制端口，可以外接电容；引脚9为反馈端；引脚10为输出锁存端口；引脚11和引脚14分别为SG3525的两路输出端口，输出两路相位相差180°的互补脉冲信号；引脚12为芯片的接地端口；引脚13为输出电源端口；引脚14接电源，范围为10~24V；引脚16为5.1V基准电压输出端口。
SG3525内置有晶振，当引脚5、引脚6和引脚7外接合适的电容和电阻时，能够产生一定频率的的锯齿波，锯齿波幅值为0.9V~3.3V，频率 大小和外接电阻、电容值有关，具体关系如公式所示：
（3-8）
引脚1和2分别接输出采样电压与基准电压，内置误差放大器的输出和上述锯齿波进行比较产生PWM脉冲信号，该信号再通过锁存器、双稳态触发器以及或非门，进而产生两路互补的脉冲信号，对输出级的两组推挽式晶体管进行控制，最终在拐脚11和14得到输出。
第二章 ZVT-PWM Boost电路设计和仿真分析
本文设计的ZVT-PWM Boost变换器电路参数指标和拓扑结构框图如下所述：
ZVT-PWM Boost变换器主要参数指标
（1）输入电压：100V
（2）输出电压：400V
（3）转换效率：98.15%
（4）纹波系数：0.5%
（5）启动时间：20ms
如前文所述，本文采用ZVT-PWM Boost电路作为功率主电路，并针对设计要求改进了电路结构，计算电路各元件详细参数；对控制电路和驱动电路进行设计并对每一部分电路进行仿真。最后对ZVT-PWM Boost变换器整体进行仿真和分析，得出电路主要性能参数。
ZVT-PWM Boost变换器包括功率主电路、控制电路和驱动电路三大模块，电路拓扑结构框图如图4.0所示。
2.1 功率主电路的设计
ZVT-PWM Boost变换器中，功率主电路完成电能变换的任务，将100V左右的直流电压抬升到400V。功率主电路中主要包括SiC功率MOSFET、SiC肖特基二极管、电感以及电容等元件。本文设计的功率主电路拓扑结构如图所示。
2.1.1 电路拓扑结构的改进
本文选择ZVT-PWM Boost变换器作为功率主电路，并用SiC功率器件作为主开关、辅助开关，虽然理论上SiC功率MOSFET可以大大提高变换器转换效率，但是基本的ZVT-PWM Boost变换器依然存在缺点，主要表现在两方面，其一，变换器中作为主开关的功率MOSFET实现了ZVS，但是作为辅助开关的功率器件却依然是在完全的硬开关条件下进行开断动作，虽然辅助开关所在的谐振支路处理的功率较小，但是在高频工作的情况下，因此依然会造成较大的功率损耗；其二，虽然SiC功率MOSFET导通电阻较小，但是平均依然有100mΩ以上，本文所设计电路流过MOSFET的电流平均有40A，因此导通损耗依然过大。MOSFET具有正温度系数，这个特性决定了使用时可以直接将MOS管并联起来，而不会产生电流不均衡的现象，因此，可以将SiC功率MOSFET并联进行应用，这样将显著降低其总的导通电阻，进而减小导通损耗。图4.2为主电路拓扑结构。
在该电路中，L作为主电感，负责电能的存储，Cout是输出电容；Lr为谐振电感，Cr和Ct分别是谐振电容和缓冲电容，三者共同构成谐振网络；T1、T2、T3、T4为SiC功率MOSFET，作为电路中主开关，其中选用的型号是SCH2080KE；Tr1和Tr2同样是SCH2080KE，在电路中作为谐振支路上的辅助开关；D1、D2、D3、D4为SiC功率二极管，作为电流和能量通路。该电路结构与基本的ZVT-PWM Boost变换器相比，只是增加了一个缓冲电容Ct和功率肖特基二极管D3与D4，Ct可以起到两个作用，其一，电源通过主电感对谐振电容 充电的时候，同时给缓冲电容Ct充电，这就延缓了主开关关断时电压上的速率，可以减小主开关的关断损耗；其二，在辅助开关关断时，二极管 开启，谐振电感 将能量经由 传递给Ct，Ct电压逐渐增大，由于此时二极管 开启，则可知辅助开关的电压在关断后逐步增大，即软化了关断过程，减小了关断损耗。
开关S控制输入电源与主电路的开通与关断，Cin为输入滤波电容，R1和R2的分压结构负责采样输入电压作为控制电路中软开关模块的控制信号，其中C1为滤波电容；输出端的R3和R4为输出电压Vout的采样网络，电容C3为滤波电容，采样得到的电压信号V_s作为反馈控制信号输入控制电路中SG3525的反向输入端口2；输出端的霍尔传感器感应输出电流并转换为电流信号I_s，作为过流保护电路的控制信号。
2.1.2 主要元件选择和参数设计
变换器中，主电感L、输出电容Cout、谐振电感Lr、谐振电容Cr以及缓冲电容Ct的值是主要设计元件，其参数设计合理与否决定这变换器能否正常工作。
计算元件参数之前，首先计算主开关和辅助开关各自的导通时间占空比。本文设计的4KW变换器输入电压Vin=100V，输出电压Vout=400V，假设输出电流Iout=10A，由上文所述，可知大功率变换器需要工作在电感电流连续模式下，则由第三章得到的Boost电路输入电压与输出电压的关系可得占空比D1为
（4-1）
代入数值，得D1=0.75
主电感L：由于本文设计电路工作在电感电流连续模式下，因此，在输入电压Vin，输出电压Vout，输入电流Iin，输出电流Iout以及占空比D1都确定的情况下，可知是否工作在连续模式下取决于电感L电感量的大小，工作在连续模式下时，有
（4-2）
代入已知的各数值，可得L≥90uH。
输出电容Vout：Boost电路中，输出二极管的纹波电流会全部流进输出电容，以此来使得负载上得到的输出电压保持稳定平直，即纹波小。根据第二章中Boost电路工作波形图，在假设指定纹波电压限值为ΔVout的情况下，有
（4-3）
由上式可得，在纹波电压为1V的情况下，电容Cout的取值应该大于75uH
谐振电容Cr和缓冲电容Ct；Cr和Ct都属于谐振网络，主开关开通前，在电感与电容发生谐振的时候，二者为并联关系，共同影响谐振时间；在主开关和辅助开关关断期间，二者起的作用是使得主开关和辅助开关的电压上升速率变换，根据经验取值分别取值为Cr=5nF，Ct=15nF；
谐振电感Lr：Lr的取值取决于两个方面，第一是谐振网络的谐振时间，第二是辅助开关的开通时间。因为谐振的全过程是在辅助开关导通时开始，而在主开关开通前必须完成，而辅助开关的导通时间一般取值为周期的0.1倍左右，在本文设计的电路中，即为1us。在辅助开关开通时，谐振电感Lr的电流首先是线性上升，到其电流等于输入电流，输出二极管关断之后，谐振发生，因此，电流线性上升时间和谐振时间之和应该小于1us，综上，可得到
（4-4）
代入数据，计算得Lr≤10uH。
主电路中，还有其他元件的初取值分析如下。输出电压采样网络和输入电压采样网络的电阻值必须足够大以使得损耗降低到可接受的数量级。本文根据损耗要求和控制信号电压的大小，取值分别为R1=98K，R2=2K，R3=300K，R4=1K。输入滤波电容取值Cin=10uF，输入采样网络中滤波电容取值C1=0.047uF，输出采样网络中滤波电容取值C3=2200pF。
以上元件参数取值均为根据电路性能要求的估算值和经验取值，需要在实际仿真和测试中以此为基础进行电路搭建，本文在实际电路仿真过程中，在这些参数取值的基础上进行了微调。
控制电路设计
控制电路决定着ZVT-PWM Boost变换器的性能。本文采用电压控制模式，所设计的电路主要包括以下电路模块：PWM脉冲产生电路、控制信号产生电路、过流保护电路以及软启动电路。
2.1.3 PWM脉冲产生模块
本文采用的控制方式是电压控制模式，如前文所述，SG3525是一种电压模式PWM控制芯片，本文采用该芯片作为PWM脉冲产生电路的核心，图4.3为该模块电路连接方式。
PWM脉冲产生模块
SG3525的工作电压是8V~35V，即引脚13应外接此范围内的直流电压。由于输出引脚11和14外接TTL与非门，而该类型与非门输入电压值需小于15V，故而输出级电源引脚13脚外接10V直流电压。
引脚5、引脚6以及引脚7作为SG3525的核心引脚，其外接电阻决定这内部锯齿波的产生及其频率，根据SG3525芯片的特性，引脚5外接电容 的取值范围为：< <，引脚6外接振荡电阻 取值范围为< <，引脚7外接放电电阻 的取值范围为< <。又结合公式：
（4-5）
因此为了得到频率为100KHz的PWM脉冲波，根据仿真和测试，取 =0.0001uf，取 =15KΩ，取 =200Ω。
SG3525的引脚1接输出采样电压，引脚2接基准电压2.5V；引脚3、引脚4和引脚16在本文电路设计方案中用不到，故而直接悬空处理；引脚10作为输出封锁端，可以和过流保护电路配合使用，在后续介绍。
引脚8是SG3525的软启动端，当软启动端外接电容时，SG3525上电之后，内部恒流源会对该电容充电，此时SG3525输出的PWM脉冲占空比会逐渐增大，直到该电容充电完成为止。该软启动存在启动时间尽可能短和过冲电压尽可能小之间的矛盾，故而本文将引脚8悬空处理，设计另外软启动性能更好的电路模块。
引脚11和引脚14是两个输出引脚，输出信号频率相同且相位相差180°。这两路输出信号的频率都为SG3525内部锯齿波频率的一半，即50KHz，最大占空比小于50%，约为48%左右，具体数值和引脚7外接的放电电阻 大小有关。而本文所设计的电路需要占空比达到90%以上，因此，根据两路输出信号的这些特征，将两路输出信号首先通过两输入或非门，在或非门的输出端即可以得到占空比为输入信号两倍、频率为100K的PWM信号，之后或非门的输出信号再经过非门之后，得到的PWM波形就可以满足条件。
2.1.4 控制信号产生电路
上一级由电路产生的PWM脉冲信号只有一路，因此为了产生两路具有严格时序关系的脉冲信号来分别控制主开关和辅助开关，可以利用两只SG3525芯片分别产生主开关的控制信号和辅助开关的控制信号。但是这一方案有一个很大的缺点是两只SG3525虽然可以由同步端口保证频率振荡频率近似相同，但是还需要额外的电路来保证二者具有相同的相位，设计复杂，由于主开关和辅助开关需要满足严格的时序关系来保障功率主电路的性能，因此这种方案可靠性较差。
针对这个问题，本文设计了一种控制信号产生电路，利用SG3525模块产生的一路信号来实现主开关和辅助开关控制信号的产生。该电路设计框图图4.4所示。
该电路由延时电路和一些数字模块组成，通过延时电路产生的延时信号和延时前的信号经过逻辑模块的逻辑处理，得到具有严格时序关系的主开关和辅助开关的控制信号。
其中反相器与电容构成延时电路模块。根据电容充电时的电压曲线以及反向器工作原理可知，延时1us的情况下，若只用两个反相器与一个电容构成一级延时模块，则在电容电压缓慢上升的或者下降的时刻，反相器的输出会产生不定震荡，易导致后级电路出错，采用六个反相器和三个电容构成四级延时模块，则每一级延时模块延时较小，即需要的电容值较小，电容电压曲线较为陡峭，不易引起电容之后的反相器输出震荡，延时电路如图4.5所示。
延时电路将从SG3525模块产生的100KHz的PWM信号Delay_in延时1us，得到延时后的信号Delay_out。之后延时前的信号Delay_in与延时1us之后的信号Delay_out进行逻辑处理，逻辑电路如图4.6所示。
将信号Delay_out通过非门取反得到信号B，信号B与信号Delay_in通过两输入与门进行逻辑与，则可以得到脉宽为1us的脉冲波形PWM_B，PWM_B即可作为辅助开关的控制信号。由于电容充放电波形的特性，可知脉冲波延时之后，脉冲前沿延时大小和脉冲后沿延时大小不同，前沿延时为1us，后沿延时将小于1us，但是这种误差数值可以接受，且主开关占空比可以调节，因此，该信号Delay_out可以直接用作主开关的控制信号，为了和PWM_B经过尽量相同的延时路径，将信号Delay_out通过一级非门取反，之后与参考高电平通过一级与非门进行逻辑与，最终得到主开关的控制信号PWM_A。
2.1.5 过流保护电路
过流保护是ZVT-PWM Boost变换器中关键的保护电路，能够在功率主电路过流时关断开关，保护电路和负载。本文以功率主电路的电感电流为采样目标，电路结构如图所示。
当输出电流超过一定值时，电压比较器同向输入端的电压值大于反向输入端，电压比较器输出高电平，在这里电压比较器接的输出接在SG3525的封锁端口引脚10，因此比较器输出高电平后SG3525的输出被封锁，功率主电路的主开关和辅助开关关闭。值得注意的是，电压比较器LM339从输入到输出大约有200ns的延时，作为过流保护反应时间已经足够短了。
输出电流采样用的是霍尔电流传感器而非直接电阻检测，霍尔传感器基于物理学中的霍尔效应，即若通有电流的的导线放置在磁场环境下，则平行于磁场以及电流两个侧面间将会形成电动势，称为霍尔电动势，且大小和磁场与电流的乘积为正比例关系。霍尔传感器具有很高的灵敏度、线性度和精度，并且量程较宽。采样电感电流对精度和灵敏度的要求较高，因此宜使用霍尔电流传感器，霍尔电流传感器有很多型号，便于选择合适的。
如图4.7所示为过流检测电路，主要元件为逻辑电以及电压比较器，霍尔传感器的输出端连接到电压比较器的同向端，且同时通过检测电阻接地；电压比较器的反向端接参考基准电压Vref。
由图4.7可知，霍尔电流传感器所检测的电流是功率电路中主输出端的电流，假设电流为Is，霍尔传感器输出的电流为Ic，Ic流过检测电阻R，产生跟随Ic变化的检测电压 ， 和参考基准电压 相比，若电感电流Is过大，则霍尔传感器输出电流Ic过大，若使得 > ，则电压比较其输出高电平，即此时SG3525引脚10为高电平，输出立刻被封锁，起到过流保护的作用；同理，若 < ，则电压比较器输出低电平，此时SG3525的引脚10为低电平，SG3525正常工作。
2.1.6 软启动电路
Boost电路是一种基于负反馈原理进行调制工作的。由Boost电路基本原理分析可知，Boost电路输出电压随着开关器件开通时间占空比的增加而增加，而控制电路的占空比根输出端的采样电压而得来，且控制电路输出的脉冲信号占空比随输出电压的增大而减小。由于在电路启动瞬间，输出电压为零，因此在开启的时候，由于负反馈的原因，控制电路得到的占空比将会最大，功率主电路中开关器件在启动时刻每一个周期以最长的时间开通，导致输出电压快速增大，产生很大的过冲电压，在大功率变换器中，过冲电压的危害十分严重，会对电路中的元件或者后级电路造成严重损耗，因此必须抑制变换器的过冲电压。
有一种抑制过冲的的方法是在输入端或者功率器件上并联缓冲网络，但是缓冲元件虽然能在一定程度上抑制过大的过冲电压，却要消耗能量，对变换器的效率产生影响。
另一种抑制过冲电压的方法是在控制电路中增加软启动电路。软启动电路的基本原理是分阶段控制思想。即在变换器启动时刻，反馈控制环路切断而软启动控制电路工作，软启动电路提供逐渐增大的占空比，使得变换器的输出电压缓缓增大到目标值之后，在使得控制切换到反馈回路。
从模拟电路的方法来说，目前软启动电路提供逐渐增大的占空比的核心方法是通过恒流源给电容充电，然后用电容上的电压和恒定频率的锯齿波通过比较器进行对比，以此产生占空比逐渐增大的脉冲波，目前很多PWM控制芯片集成的软启动装置即采用了这样的方法。但是这种用恒流源给电容充电的方法从在很大的缺点，下面就此进行分析。
根据电容的特性，恒压源和恒流源给电容充电时，电容极板上电压上升规律不同，如图4.8 a)恒流源对电容充电波形 b)恒压源对电容充电波形。
线性规律上升的电压和锯齿波比较以产生逐渐增大的占空比来实现软启动的功能。这样的软启动存在启动时间和过冲抑制效果之间的矛盾。若需要启动时间短，则需要取较小的电容值或者较大的恒流源，以使得线性上升的电压斜率更大，但是斜率更大的同时就意味着占空比增大的速率更快，同时，会在软启动阶段和正常反馈控制阶段的切换点，造成突兀的转折点，导致抑制过冲电压的效果不够好。本文采用恒压源对电容充电的方法，恒压源对电容充电的曲线如图所示，这个方案的优点是兼顾了启动时间和过冲抑制效果之间的矛盾，且简单易行，图4.9为本文设计的软启动电路模块。
图4.9所示软启动电路，主要结构包括两个分别由NMOS管和PMOS管组成的推挽式结构A和B，以及电压比较器。推挽式结构A作为软启动阶段和正常反馈控制阶段切换的控制核心，当变换器开机时，主电路的控制信号为高，电压比较器U1输出高电平，PMOS管导通，恒压源开始给电容C1充电，C1上电压上升，此时，电压比较器U2输出低电平，反相器U3输出高电平，反相器U5输出低电平，此时软启动电路工作而反馈控制环路在与门U7处被切断，当电压超过预设参考电压后，与刚才相反，软启动控制通路被切断而反馈控制环路开始工作。
在推挽式结构A开始工作的同时，推挽式结构B亦开始工作，同理，由电路图可得，电容C2极板上逐渐上升的电压和SG3525的产生的频率为100KHz的锯齿波进行比较，得到软启动间段占空比逐渐增大的脉冲波，该脉冲波通过与门U6进入下一级电路。
当变换器主电路的输入电源关闭之后，比较器输出高电平，推挽结构的NMOS管导通，电容放电完成，因此，主电路输入电源下次开启之后，软启动电路依然可以正常工作。
驱动电路设计
驱动电路是ZVT-PWM变换器中的关键电路模块，在电路中起到了控制电路和功率主电路之间桥梁的作用，驱动电路主要起到两方面的作用。其一，控制电路最终输出的控制信号驱动能力有限，而SiC功率MOSFET开通时需要足够大的驱动电流给输入电容充电，关断的时候需要放电通道快速放电，以达到加快开关速度的目标，驱动电路的作用正在于此。其二，控制电路和功率主电路之间需要进行隔离，驱动电路同时起到隔离的作用。
2.1.7 驱动电路设计要求及参数计算
本文所设计驱动电路要求主要包括三个方面，第一，提供给SiC功率MOSFET足够的驱动电压和峰值电流；第二、安全起见，提供栅极和源极之间负的关断电压，以可靠、彻底的关断MOSFET；第三、对控制电路和功率主电路进行电气隔离。
本文采用的SiC功率MOSFET型号为SCH2080Ke，其栅源电压工作值应在-6V~22V之间，本文设计驱动电路在导通时给MOSFET提供22V的电压，关断时刻提供-2V的电压。
功率MOSFET的开关时间和驱动电路所提供的驱动电流、驱动电压以及MOSFET本身的栅极电容有关，其关系可以用公式表达为
(4-5)
式中t表示功率MOSFET的开关时间， 表示驱动电路所提供的驱动电压， 表示驱动电路提供的峰值驱动电流， 表示栅极电容。在式中，开通或者关断时间t可由器件手册查询得知， 为驱动电路设计电压。而 、 以及MOSFET的栅极电荷 之间存在下面的关系：
(4-6)
因此，用式中的 替换式中的 ，可得：
(4-7)
由SCH2080KE的datasheet查询可得， =106nC，而导通时间和关断时间分别为37ns和70ns，因此，计算可得开通时驱动电流为2.6A，关断时驱动电流为1.5A。
驱动电路设计
本文设计的驱动电路基于一种驱动芯片MIC4124，驱动电路如图4.11所示，MOSFET M1和M2分别表示主电路中的主开关和辅助开关。电路模块中主要元件有驱动芯片MIC4124、及辅助隔离电源，MIC4145通过隔离电源进行供电。
在驱动电路中，U5和U4为辅助隔离电源模块，E1通过U4给芯片MIC4124提供20V的工作电压，E2通过U5给MOSFET的S极提供2V电压；来自控制电路的控制信号PWM_A和PWM_B分别通过高速光耦U2和U3，在高速光耦的输出端得到同样的脉冲信号Ain和Bin，此时，该信号的参考电平是辅助隔离电源U5的低电压端口。Ain和Bin分别从MIC4124的INA引脚和INB引脚输入，在输出引脚OUTA和OUTB端得到两路输出信号Aout和Bout，分别驱动主开关和辅助开关。
在驱动电路中，R1和R2为栅极驱动电阻，分别取值5Ω。二极管D的作用是反之功率主电路中的大电流流入驱动电路。
电路仿真分析
本文设计电路包括功率主电路、控制电路和驱动电路三大模块，每个模块都有其性能要求，本文在仿真平台orCAD capture CIS软件中搭建电路，通过软件仿真分析的方法对电路各个模块以及整体电路主要参数进行详细仿真和分析。
控制电路仿真
图4.12为软启动阶段和正常反馈控制阶段的各自工作和状态切换过程，最上边的坐标表示软启动阶段的脉冲信号；第二个表示正常反馈控制阶段的脉冲信号；第三个表示软启动和正常反馈控制阶段的切换过程，其中直线表示基准参考电压，曲线表示电容电压。最下面的坐标表示的是来自功率主电路的控制信号，低电平时表示主电路输入切断，高电平表示主电路输入接通。由仿真波形可以看出，在1us时刻，主电路输入接通，控制信号由低电平变为高电平，软启动电路中电容开始充电，此时电路工作在软启动模式，电容上电压逐渐增大时最终输出占空比也逐渐增大，当电容电压大于基准参考电压之后，电路由软启动工作阶段切换到正常反馈控制阶段。